3. Электрический расчёт

3.1 Выбор усилительного полупровдникового прибора

Сложность современных радиоэлектронных систем наряду со специфическими радиотехническими требованиями определяет исключительно высокие к надёжности всех её блоков, в том числе и передатчика. В то же время передатчик в большинстве систем находится в самых неблагоприятных условиях по сравнению с другими блоками: он генерирует значительную мощность, поэтому работа всех его элементов связана с большими токами, напряжениями и значительным рассеиванием тепла.

В мощных каскадах передатчиков из полупроводниковых приборов используют биполярные и полевые транзисторы. Отсутствие цепи накала у транзисторов обуславливает их немедленную готовность к работе, хотя не приводит к заметной экономии электроэнергии питания, так как затраты энергии в цепях накала современных мощных ламп составляют 4…5 % и меньше их номинальной мощности. Недостатки транзисторных передатчиков прежде всего связаны с высокой стоимостью мощных транзисторов из-за чрезвычайно сложной технологией их производства. Меньший (как правило) коэффициент усиления по мощности транзисторов (по сравнению с лампами) приводит к большему числу каскадов, т.е. к дополнительным затратам энергии и мощности, рассеиваемой внутри передатчика. Существенный разброс параметров транзисторов, их температурная зависимость, а также зависимость усилительных свойств от частоты и режима усложняют схему построения передатчиков. Биполярные транзисторы применяют от самых низких частот до, ориентировочно 10 ГГц. Верхняя рабочая частота f_в в генераторных транзисторах, как правило, ограничивается его усилительными возможностями, нижняя же частота f_н для биполярных транзисторов - опасностью перегрева его структуры за время протекания одного импульса тока и развитием вторичного пробоя. Но к современной связной аппаратуре предъявляются жёсткие требования к уменьшению габаритов массы и повышению технологичности.

Поскольку наш связной передатчик имеет диапазон рабочих частот от 42 до 48 МГц, и небольшую мощность порядка 6 Вт то выбор остановим на биполярном транзисторе.

Для того чтобы выбрать конкретный полупроводниковый прибор воспользуемся таблицей 1.1 в [5] (стр. 20 - 23) где находится справочная информация, необходимая для грамотного выбора транзистора. Отметим, что информация, которую содержат обычные справочники по транзисторам, не годится для осуществления правильного выбора, поскольку по ней нельзя узнать важные (определяющие) параметры транзистора в конкретном режиме, так, например важный параметр r_нас (в граничном режиме).

,

где - остаточное напряжение на коллекторе транзистора в граничном режиме, S_{гр -} крутизна выходной характеристики транзистора в граничном режиме.

Для оконечного каскада нашего связного передатчика по мощности передатчика, по диапазону рабочих частот подходит целая линейка транзисторов: КТ966А-2, 2Т921А, 2Т951А, 2Т951А, 2Т981А с параметрами:

Как видно из выше приведённых некоторых параметров линейки транзисторов наиболее подходящий транзистор для нашего связного передатчика 2Т951А, потому что имеет достаточно большое r_нас = 1,4 а также подходит по мощности (с запасом), по диапазону рабочих частот, и по рекомендуемому режиму работы.

Выбранный транзистор имеет следующие параметры:

Таблица 3.1 Параметры выбранного транзистора 2Т951А

Перечисленные в этой таблице параметры, используются при расчёте коллекторной и базовой цепей транзистора.

Расчёт коллекторной цепи можно проводить независимо от схемы включения транзистора, а входной - раздельно для схем с ОЭ или с ОБ. В нашем случае, для оконечного каскада выбрана однотактная схема ГВВ, а схема включения транзистора - схема с ОЭ.

3.2 Расчёт коллекторной цепи

Для современных мощных биполярных транзисторов, как правило, оговаривается номинальное напряжение коллекторного питания Е_к.п. В нашем случае по техническому заданию питание передатчика осуществляется от сети 220 В 50 Гц, т.е. нет ограничений по питающему напряжению. Поскольку напряжение Е_к.п не задано то в мощном каскаде определим его исходя из допустимого Е_{к доп} которое равно 28 В (см. таблицу 3.1). По техническому заданию наш связной передатчик должен выдавать в нагрузку мощность 6 Вт, а выбранный транзистор 2Т951А может обеспечить выходную мощность порядка 15 Вт. Поэтому учитывая то обстоятельство, что транзистор заведомо недоиспользуется по мощности то целесообразно занизить Е_{к max} на 20…30 % по отношению к допустимому значению, что значительно повышает надёжность его работы, хотя и несколько снижает КПД и К_р, а также увеличивает рассеиваемую на нём мощность. Поскольку при выборе питающего напряжения желательно придерживаться стандартного ряда питающих напряжений: 3; 4; 5; 6; 9; 12; 15; 20; 24; 27; 30; 48; 60; 80 то выберем Е_{к п} = 20 В, что соответствует 28,75% - ому занижению Е_{к max} относительно Е_{к доп}.

Далее расчёт будем вести исходя из номинальной мощности Р_1ном при работе транзистора в граничном режиме, поскольку граничный режим можно считать оптимальным на низких и средних частотах (максимальный КПД достигается только в граничном режиме), а также учитывая, что транзистор будет работать в линейном режиме с углом отсечки = 90 (выбираем такой режим), а схема оконечного каскада передатчика будет строиться по однотактной схеме ГВВ. Для расчёта коллекторной цепи воспользуемся методикой предложенной в [5] стр. 109 - 111. Отметим также, что расчёт необходимо вести по наихудшему случаю, т.е. подставлять в расчётные соотношения значения входящих в них величин (см. таблицу 3.1) при которых обеспечиваются наихудшие условия.

1. Величина амплитуды первой гармоники напряжения на коллекторе U_к1 определяется формулой:

2.

(3.2.1)

где Е_к - напряжение питания, r_нас - сопротивление насыщения, ₁() - коэффициент разложения косинусоидального импульса, угол отсечки = 90 , Р₁ - номинальная мощность каскада.

Для расчёта подставим Е_к, уменьшенное относительно напряжения источника питания Е_п на 5В, что может быть связано с потерями по постоянному току в блокировочном дросселе, а выходную колебательную мощность передатчика с запасом, т.е.

Р_{1 ном}.= Р₁ 1,25 = 6 1,25 = 7,5 Вт

Подставляя численные значения в (3.2.1), получаем:

При этом коэффициент использования напряжения питания составляет:

3. Максимальное напряжение на коллекторе не должно превышать допустимого (Uкэ.доп. = 60 В):

(3.2.2)

4. Амплитуда первой гармоники коллекторного тока определяется выражением:

(3.2.3)

Подставляя в (3.2.2) численные значения величин, получаем:

5. Величина постоянной составляющей коллекторного тока определяется выражением (1.2.3) и не должна превышать допустимой (I_{К 0 ДОП} = 5,0 А):

(3.2.4)

коэффициент разложения косинусоидального импульса для постоянной составляющей ₀() равен 0,319:

6. Максимальное значение коллекторного тока составляет:

(3.2.5)

7. Величина максимальной потребляемой мощности от источника питания равна:

(3.2.6)

8. КПД коллекторной цепи при номинальной нагрузке составляет:

(3.2.7)

9. Максимальная рассеиваемая на коллекторе мощность на коллекторе транзистора приближённо рассчитывается так:

(3.2.8)

где _. - коэффициент рассогласования входного сопротивления нагрузки, который в оконечном каскаде не должен быть ниже 0,5.

10. Номинальное сопротивление коллекторной нагрузки определяется выражением:

(3.2.9)

Подставляя численные значения в (3.2.9), получаем:

Нагрузкой нашего связного передатчика является фидер с входным сопротивлением 75 Ом, поэтому после трансформации сопротивления с коэффициентом ј, т.е. из большего в меньшее (см. раздел 4 РАСЧЁТ ЦЕПИ СОГЛАСОВАНИЯ) получаем, что R_кэ = 75/4 = 18,75 Ом. Поскольку полученное значение этого сопротивления очень близко к рассчитанному значению этого же сопротивления по формуле (3.2.9), то нет смысла проводить коррекцию проведённых ранее расчётов коллекторной цепи.

3.3 Расчет базовой цепи

Для транзисторов УВЧ и СВЧ существенную роль играют LC - элементы, образующиеся между кристаллом и корпусом транзистора. При расчёте входной цепи транзистора с ОЭ предполагается, что между базовым и имиттерным выводами транзистора по радиочастоте включен резистор R_доп и R_бк (см. рис. 3.3.1), сопротивление которого составляет:

Рис 3.3.1

(3.3.1)

(3.3.2)

Подставляя численные значения в (3.3.1) и (3.3.2) получаем:

Далее расчёт будем вести в соответствии с методикой [5] стр. 112 - 114.

1. Амплитуда тока базы определяется соотношением:

(3.3.3)

где коэффициент равен:

(3.3.4)

Подставляя численные значения в (3.3.3) и (3.3.4) получаем:

2. Напряжение смещения на эмиттерном переходе при = 90 находится как:

(3.3.5)

Где Е_отс = 0,7 В (для кремниевого транзистора).

Подставляя численные значения в (3.3.5) получаем:

3. Значение максимального обратного напряжения на эмиттерном переходе определяется формулой:

(3.3.6)

Подставляя численные значения в (1.12) получаем:

По результатам видно. что полученное значение не превышает допустимое значение (U_{бэ доп} = 4 В).

4. Рассчитаем параметры эквивалентной схемы входного сопротивления транзистора при включении с общим эмиттером:

(3.3.7)

При расчёте входной индуктивности необходимо добавить к L_э ещё 3 нГн с учётом погонной индуктивности соединительного проводника с кристаллом, тогда получим:

(3.3.8)

При расчёте r_{вх оэ} необходимо учесть, что С_ка = С_к/2, а к L_э также добавляется погонная индуктивность 3 нГн, после подставления в (3.3.8) необходимых значений имеем:

(3.3.9.)

после подстановки значений в (3.3.9), имеем:

(3.3.10)

Подставляя в (3.3.10) численные значения величин, получаем:

5. Активная и реактивная составляющие комплексного выходного сопротивления транзистора вычисляются по формулам:

(3.3.11)

(3.3.12)

Подставляя в (3.3.11), (3.3.12) численные значения величин, получаем значение входного сопротивления транзистора на частоте 80 МГц:

Z_ВХ = 2,535 + j 3,249 (Ом). (3.3.13)

6. Расчёт входной мощности транзистора:

(3.3.14)

После подстановки получаем:

Вт

7. Расчёт коэффициента усиления по мощности транзистора

(3.3.15)

После подстановки имеем:

8. Определение постоянных составляющих базового и эмиттерного токов:

(3.3.16)

Подставляя численные значения величин в (3.3.16), получаем:

После выполнения расчёта входной (базовой) и коллекторной цепи транзистора (при наихудших условиях) видно, что в выбранном режиме транзистор может обеспечить требуемую мощность 6 Вт на выходе передатчика с K_p =5,119, имеет при этом достаточно высокий КПД 66,4%.

Теперь определим мощность рассеиваемую в транзисторе, значение которой является исходным параметром для расчёта температуры в структуре транзистора и системы его охлаждения.(в данной работе расчёт этих температур не проводится).

Р_рас Р_{к max} +Р_вх = 4,572 + 1,465 = 6,037 Вт.

В это соотношение подставлены величины рассчитанные по (3.2.8) и (3.3.14). На этом расчёт базовой цепи заканчивается.

3.4 Расчёт цепи питания

Выходная цепь активного элемента (АЭ) содержит цепь согласования (ЦС) с нагрузкой и источник питания, Эти элементы можно включить последовательно или параллельно. Поэтому, в зависимости от способа включения этих элементов в цепях питания выходных цепей ГВВ цепи питания делят на последовательные и параллельные соответственно.

К схемам питания выходных цепей ГВВ предъявляются следующие требования:

Ш Вся первая гармоника выходного тока должна проходить через нагрузку;

Ш Количество «побочных» цепей должно быть минимальным, т.к. большое их количество ведёт к уменьшению выходной мощности, а для каскада прямой задачей которого как раз и является усиление по мощности такое свойство не к чему.

И последовательная и параллельная схемы питания выходных цепей ГВВ удовлетворяют перечисленным требованиям. Но хотя схемы последовательного питания близки к идеальным при рациональным выборе блокировочных элементов, применять их можно лишь с такими цепями согласования, в которых имеется путь для постоянной составляющей выходного тока АЭ. При схемах ЦС, в которых элементом связи с АЭ является ёмкость необходимо использовать схемы параллельного питания (см. рис 3.4.1). Поэтому для нашего оконечного каскада в связи с тем, что цепью согласования является трансформатор сопротивления на длинных линиях (см. раздел 4 РАСЧЁТ ЦЕПИ СОГЛАСОВАНИЯ) воспользуемся именно такой (рис. 3.4.1) схемой питания выходной цепи ГВВ.

C_бл1 в параллельной схеме питания выходной цепи ГВВ необходима для того, чтобы постоянная составляющая коллекторного тока не попадала в нагрузку, т.е. был обрыв для I_к0. Lбл защищает источник питания от высокочастотной составляющей коллекторного тока, а Сбл2 уводит высокочастотные помехи из цепи питания на землю, чтобы они не попадали в коллекторную цепь.

Рис. 3.4.1 Цепь питания выходной цепи ГВВ (параллельная схема)

Для того чтобы блокировочные элементы выполняли свою функцию необходимо правильно выбрать их номиналы. Для этого воспользуемся методикой предложенной в [6] на стр. 90 - 93 в соответствии с которой выражения для определения ноиналов блокировочных элементов следующие:

(3.4.1)

По другому (3.4.1) можно записать как:

(3.4.2)

Подставив численные значения в (3.4.2) получаем ориентировочное величинуС_бл1:

(3.4.3)

(3.4.4)

Подставив численные значения в (3.4.4) получаем ориентировочное величину L_бл:

(3.4.5)

(3.4.6)

На этом расчёт цепи питания внешней цепи нашего оконечного мощного каскада заканчивается.

3.5 Расчет цепи смещения

В мощных выходных каскадах, где транзисторы обычно работают с отсечкой тока (в нашем случае =90), для получения линейной модуляционной характеристики надо обеспечить постоянство угла отсечки на всём интервале изменения входного тока или напряжения. Это достигается подбором определённого напряжения смещения на базе.

При включении транзистора по схеме с ОЭ величина напряжения смещения Е_б в функции от амплитуды I_б и угла отсечки определяется согласно соотношению:

(3.5.1)

Рис. 3.5.1 Электрическая схема для подачи смещения на базу

Для достижения = const при изменении тока базы I_б = var смещение должно быть комбинированным - внешнее от источника Е_пит и автосмещение от постоянной составляющей тока базы I_б0 на сопротивлении R_авт в цепи базы транзистора:

Е_б=Е_пит - I_б0 R_авт (3.5.2)

Из (3.5.1) и (3.5.2) с учётом (3.3.3), (3.3.16) и соотношения I_к1 / I_к0 = ₁() / ₀() следует, что для сохранения постоянного угла отсечки и, следовательно, коэффициентов ₀(), ₀(-) при изменениях амплитуды I_б или постоянной составляющей I_б0 необходимо внешним смещением скомпенсировать напряжение отсечки транзистора

Е_пит = Е_отс (3.5.3)

и поставить в схему сопротивление:

(3.5.4)

Для подачи смещения на базу воспользуемся схемой (см. рис. 3.5.1) в которой при R₁ >> R₂ R_авт > R_доп, а именно R_авт = R_доп + R₂ и на основании (3.5.4) следуют расчётные соотношения для R₂ и R₁:

(3.5.5)

(3.5.6)

Подставив в (3.5.5) и (3.5.6) необходимые величины (см. таблицу 3.1 и разделы 3.2 и 3.3) получаем:

R_доп = 9,478Ом

Через R₁ и R₂ протекает ток делителя равный I_дел = Е_пит / (R₁ + R₂), который может быть соизмерим и даже больше тока базы I_б0. В нашем случае ток делителя равен:

I_дел = 19,5 / (61,17+2,34) = 0,307 А > I_б0 = 0,0376 А,

т.е. I_дел на порядок больше I_б0.

Заметим, что если автосмещение должно быть безынерционным, чтобы успевать следить за изменением огибающей ЧМ (или АМ) сигнала, то внешнее смещение - наоборот, инерционным. Это накладывает ограничения на величины блокировочных конденсаторов в цепи питания:

(3.5.7)

Подставляя в это соотношение значения, рассчитанные по (3.5.5) и (3.5.6) получаем соотношение для выбора блокировочной ёмкости:

(3.5.8)

На этом, расчёт цепи смещения на базу транзистора заканчивается.

4. Расчёт цепи согласования