logo
радиолокационые системы Тяпкин

Череспериодное вычитание

Для череспериодного сравнения амплитуд импульсов с выхода фазового детектора используются устройства череспериодного вычитания или схемы череспериодной компенсации (ЧПК). Простейший вариант такого устройства изображен на рис.4.98.

Операция череспериодного вычитания реализуется в соответствии с выражением

.

Операции обработки линейные, следовательно, и схема представляет собой линейный фильтр.

При действии на входе последовательности импульсов с периодом повторения Тп, выходной сигнал представляет собой разность амплитуд входного сигнала и сигнала, задержанного на период повторения Тп. Если амплитуды входных импульсов одинаковы, то на выходе схемы они оказываются подавленными, начиная со второго. Следовательно, сигналы от неподвижных объектов подавляются (рис.4.99.).

Если амплитуда изменяется от импульса к импульсу (объект движется), имеет место выходной сигнал в виде последовательности импульсов различной амплитуды и полярности.

Частотная характеристика режекторного гребенчатого фильтра (схемы однократного ЧПВ) может быть определена как отношение комплексных амплитуд выходных и входных сигналов, при условии, что на выход подан гармонический сигнал

.

Амплитудно-частотная характеристика определится следующим образом:

. (4.53)

Вид АЧХ изображен на рис.4.100

Полагая, что в системе СДЦ обрабатываются сигналы, амплитуда которых изменяются в соответствии с частотой Доплера, амплитудно-частотная характеристика примет следующий вид:

. (4.54)

Характеристика имеет нули, положение которых изменяется при изменении периода посылок Тп на некоторую величину. Частотная характеристика наглядно поясняет работу схемы ЧПВ со спектральной точки зрения. Так как периодическая последовательность импульсов от неподвижных объектов имеет спектральные составляющие на частотах nFn ( n=0, 1, 2, …), т.е. в нулях частотной характеристики, то сигналы таких целей полностью подавляются. В случае движущихся объектов спектральные линии имеют частоты nFn  FД и такие сигналы проходят на выход подавителя. Однако амплитуда этих сигналов значительно зависит от скорости воздушного объекта. На рис.4.101 изображено расположение спектральных линий при двух скоростях цели.

Для доплеровского сдвига FД1 (пунктирные линии на рис.4.101), спектральные составляющие заметно подавляются. При FД2 =Fn /2 подавление отсутствует, что соответствует оптимальной скорости движения воздушного объекта. Следовательно, требуется устройство с более равномерной АЧХ.

Ухудшение качества компенсации однократной системы ЧПВ по сравнению с оптимальным режекторным фильтром, объясняется расширением гребней спектра пачки. Ширина каждого гребня по уровню, близкому к 0,5, определяется величиной 1/МТ, где Т – период повторения; М – число импульсов в пачке. Чем меньше количество импульсов в пачке, тем хуже качество подавления. Качество подавления ухудшается и в том случае, если ширина гребней помехи увеличивается за счет разброса скоростей отражателей. Сказанное иллюстрируется рисунком 4.102.

В обоих случаях существенное ухудшение качества подавления можно пояснить заостренной формой провалов АЧХ схемы однократного ЧПВ. Для лучшего подавления спектральных составляющих помехи и сохранения спектральных составляющих сигнала желательно иметь частотную характеристику в области режекции достаточно узкими. Этому удовлетворяют в определенной степени подавители с многократной череспериодной компенсацией, которые представляют собой последовательно включенные однократные схемы ЧПВ.

Схема двукратного вычитания представляет собой последовательно включенные две схемы однократного ЧПВ (рис.4.103).

При этом первая схема однократного вычитания формирует первую конечную разность

,

а вторая схема вырабатывает вторую разность

.

Амплитудно-частотную характеристику схемы двукратного вычитания можно получить, перемножая АЧХ схем однократного череспериодного вычитания

. (4.55)

В этом случае характеристика синус-квадратная, схема двукратного ЧПВ лучше компенсирует расширенные гребни спектра помехи. Улучшение качества подавления можно пояснить с временной точки зрения. Если при линейном нарастании амплитуды импульсов первая схема однократного ЧПВ даст постоянный уровень остатков, то вторая схема его полностью скомпенсирует. Поэтому схема двукратного вычитания в меньшей степени реагирует на амплитудную модуляцию импульсов в пачке, обусловленную обзором по угловой координате или разбросом скоростей отражателей.

Наряду с определенными достоинствами схема двукратного вычитания имеет следующие недостатки:

Области провалов можно сузить, сохраняя при этом параболическую форму последних. Для этого могут быть использованы связи (положительные или отрицательные) в качестве цепей коррекции. Пример схемы двукратного ЧПВ с отрицательной обратной связью приведен на рис.4.104, а результирующая АЧХ – на рис.4.105.

Результирующая АЧХ имеет провалы параболической формы и примерно постоянное значение в промежутках между ними. В результате этого полезный сигнал при прохождении через схему не ослабляется почти при всех скоростях движения цели. Ширину провалов АЧХ можно регулировать, изменяя величину коэффициента обратной связи  .

Наряду с использованием обратных связей с выхода на вход, возможны более сложные случаи, когда используются обратные связи от промежуточных точек схемы череспериодного вычитания. За счет этого возрастают возможности коррекции амплитудно-частотной характеристики.

«Слепые» скорости воздушных объектов

Эффект «слепых» радиальных скоростей цели характерен для когерентно-импульсных РЛС и отсутствует в случае непрерывных колебаний. Поясним его с помощью рис.4.106.

На рисунке изображены зондирующие импульсы, образованные из напряжения когерентного гетеродина и отраженные импульсы для случая, когда расстояние за период повторения Тп от одного обзора до другого изменилось на /2. Так как колебания проходят двойной путь до цели и обратно, то общий путь изменится на , а фаза на 2. Фазовый сдвиг между напряжением когерентного гетеродина и обоими импульсами остается одинаковым. Поэтому на выходе фазового детектора оба импульса будут иметь одинаковую амплитуду, пульсации отсутствуют и наличие движения обнаружить невозможно. Аналогично будет происходить, если расстояние до цели за время Тп изменится на п/2 (п = 1, 2, 3, …). Соответствующая радиальная скорость движущегося воздушного объекта называется «слепой». Она равна

. (4.56)

«Слепым» скоростям соответствуют допплеровские частоты

.

На рис.4.107 изображена зависимость частоты биений от частоты Доплера. Максимумы частоты огибающей соответствуют частотам FД = ( k +1/2 )Fn,

(k= 0, 1, 2, …). Скорости цели, обеспечивающие максимальную частоту пульсаций, называются оптимальными.

Одним из возможных методов борьбы со «слепыми» скоростями является вобуляция частоты повторения импульсов запуска. На рис.4.108, а изображены импульсы синхронизатора, следующие через период Тп, а на рис.4.108, б – импульсы запуска модулятора с двухпериодной вобуляцией, при которой интервал между импульсами составляет Тп+Тп и Тп–Тп . Возможный способ формирования таких импульсов показан на рис.6.108, д.

Генератор синхронизирующих импульсов формирует импульсы с периодом Тп (благодаря синхронизации с помощью УЛЗ). С помощью переключателя, управляемого синхронизатором, между синхронизатором и модулятором через один период повторения подключается линия задержки с задержкой Тп, так что один интервал между импульсами возрастает на Тп, а второй уменьшается на этот же интервал времени.

На рис.4.108, в изображены видеоимпульсы цели, снимаемые с выхода фазового детектора (точка А на рис.4.108, д). При положении переключателей, показанных на схеме рис.4.108, д, в периоды, когда импульсы передатчика задерживаются на время Тп в цепи фазовой детектор – подавитель, задержка отсутствует и наоборот. Поэтому на входе подавителя (точка В на рис.4.108, д) отраженные импульсы следуют с одинаковым периодом Тп (девобуляция), что обеспечивает обычный режим работы схемы ЧПВ.

Скоростная характеристика системы СДЦ с вобуляцией частоты повторения импульсов запуска будет определена следующим образом. Если рассматривать каждую пару отраженных импульсов с интервалами Тп1=Тп+Тп и Тп2=ТпТп на выходе фазового детектора, то им соответствуют различные «слепые» скорости. В частности первые «слепые» скорости равны

;

Результирующая скоростная характеристика может быть определена как результат усреднения этих импульсов по напряжению или мощности

. (4.57)

На рис4.109, а, б изображены скоростные характеристики системы СДЦ с вобуляцией периода повторения . Если отношение периодов k=Tn1/Tn2 очень близко к единице, то «слепая» скорость значительно возрастает (при этом cos2fTn и cos2fTn одновременно равны +1 или –1).

Еще одним способом уменьшения влияния «слепых скоростей» является применение сигналов на различных частотах (рис.4.109,в). Двухчастотной называется такая РЛС, которая излучает радиоимпульсы и принимает отраженные сигналы одновременно на двух различных частотах. В двухчастотной РЛС до фазового детектора осуществляются те же преобразования, что и в одночастотной РЛС, но в двух подканалах приемного устройства, которые соответствуют двум различным частотам зондирующих и отраженных сигналов.

В этом случае частоты отраженных сигналов:

(4.58)

где

(4.59)

где

В формулах (4.58) и (4.59) и - несущие частоты передатчиков двухчастотной РЛС.

После преобразования частоты на фазовый детектор подаются два сигнала на частотах:

В фазовом детекторе двухчастотной РЛС эхо-сигналы геометрически складываются не с когерентным напряжением, а друг с другом. В результате появляются биения, детектируемые амплитудным детектором. На выходе детектора образуются видеоимпульсы, огибающая которых изменяется с разностной доплеровской частотой:

(4.60)

Если, например, частоты передатчиков и равны соответственно 1550 и 1500 , то при одночастотном построении РЛС полосы частот Доплера для пассивных помех, перемещаемых вектором со скоростью от 0 до 50 , заняли бы участок частотных характеристик от нуля соответственно до и , а при двухчастотном построении РЛС до

Естественно, что обеспечить подавление пассивных помех в такой узкой полосе доплеровских частот весьма легко.

Применение раздельных систем СДЦ и смешивание выходных сигналов обеспечивает исключение «слепых» скоростей.