3.1. Цифрова обробка радіолокаційних сигналів

Прийнято розрізняти два основних класи алгоритмів цифрової обробки (виявлювачів) сигналів:

– параметричні виявлювачі;

– непараметричні виявлювачі.

До першого класу відносяться виявлювачі сигналів, які мають досить високу ефективність, але низьку стабільність імовірності помилкової тривоги (ІПТ) до зміни параметрів (наприклад, потужності) перешкод. Прикладом параметричних виявлювачів є пристрої первинної обробки радіолокаційних сигналів, які використовуються в системах "Старт" і "Теркас".

Другий клас виявлювачів має ту властивість, що їхній ІПТ не залежить від розподілу перешкод, в залежності від чого такі алгоритми виявлення звуться непараметричними. Платою за інваріантість ІПТ є зниження ефективності виявлення сигналів у порівнянні з параметричними алгоритмами.

Найпростішим у класі параметричних є виявлювачі бінарно-квантових сигналів. Нижче надається короткий опис принципу його роботи.

В разі цифрової обробки радіолокаційної інформації передбача­ється автоматичне (без участі оператора) формування рішення про наявність або відсутність радіолокаційного об'єкта (цілі) в кожному розподільному елементі дальності. Елементом розподілення за дальністю є така мінімальна відстань між двома радіолокаційними об'єктами, яка зумовлює появу на екрані РЛС двох крапок, які світяться. Якщо об'єкти знаходяться на відстані, яка менша , то їхні відмітки на екрані РЛС стають нерозрізненими (зливаються в одну світлу пляму). Розподільна спроможність РЛС по відстані визначається формулою:

,

де с – швидкість світла; – тривалість зондуючого імпульсу.

В разі відомої дальності дії РЛС легко визначити число розподі­льних елементів дальності N, по кожному з яких повинно автома­тично прийматися рішення про наявність або відсутність радіоло­каційної цілі. Таким чином, число елементів N = R/ .

Елементам дальності зручно приписувати номери: 0,1,2,3,..., N–1, вважаючи, що "нульовим" елементом дальності є ділянка від місця встановлення РЛС до точки (вздовж радіальної лінії), яка знаходиться на відстані і т.д. При обертанні антени РЛС по колу в горизонтальній площині простору огляду можна виділити так звані кільця дальності, кожному з яких дописується номер відповідного елемента дальності (рис. 3.1).

Спрощено алгоритм роботи цифрового виявляча бінарно-квантованих сигналів можна описати таким чином. В момент випро­мінювання зондуючого імпульсу РЛС запускається синхрогенератор,

Рис. 3.2. Часові діаграми

бінарно-квантовані сигнали за число періодів зондування, яке дорівнює п. Така сума носить назву перевірної статистики.

де , – поріг квантування (на діаграмі Y(t)).

Отже, обчислювач перевірної статистики повинен утримувати в пам'яті по кожному елементу дальності інформацію лише за п пе­ріодів зондування. В наступному радіолокаційному такті з пам'яті повинен видалятися бінарно-квантований сигнал, який відповідає "найстарішому" періоду зондування, а на його місце надійде сигнал з поточного такту. Така процедура накопичення інформації носить назву "ковзне вікно". Таким чином, перевірна статистика Z формується для кожного елемента дальності, а далі порівнюється з порогом рішення Un з метою перевірки гіпотези про наявність або відсутність цілі в елементі дальності, що аналізується.

Виділена (пунктиром) частина схеми здійснює амплітудне квантування і часову дискретизацію аналогового відеосигналу. Для квантування аналогових сигналів можуть бути застосовані різні порогові пристрої, наприклад, тригер Шмідта (1C 155ТЛ1), компара­тор (1C 521СА2) та інші. Як виходить з часової діаграми (рис. 3.2) тривалість кліпірованого сигналу U(t) дорівнює часу перевищення відеосигналом Y(t) порога квантування .

Узагальнена структурно-функціональна схема виявляча бінарно-квантованих сигналів зображена на рис. 3.3. D-тригер здійснює часову дискретизацію процесу U(t), формуючи на виході сигнали U_і по одному на кожний елемент даль­ності. Часова дискретизація відбувається через подачу на синхро-вхід D-тригера послідовності синхроімпульсів С, рознесених на інтервал часу . Процес накопичення інформації, тобто формування перевірної статистики Z по кожному елементу дальності в режимі "ковзного вікна" і прийняття рішення про наявність або відсутність цілі у роздільних елементах дальності, відбувається в блоках 5–8 під керуванням п'яти мікрокоманд, які позначимо через С1–С5.

Рис. 3.3. Структурно-функціональна схема виявляча: 1 – радіочастотний тракт радіоприймача; 2 – детектор обвідної; 3 – компа­ратор з порогом квантування ; 4 – D–тригер зі входом С – стробувальних імпульсів; 5 – ОЗП; 6 – регістр; 7 – схема аналізу; 8 – ЛА.

Мікрокоманди С1–С5 з'являються як результат "розщеплення" кожного синхроімпульсу С на п'ять, і можуть бути сформовані, наприклад, за допомогою синхронізатора, функціональна схема якого зображена на рис. 3.4.

Рис. 3.4. Схема формування імпульсів С1–С5 мікрокоманд

Час, відведений на виконання п'яти мікрокоманд С1–С5, не повинен перевищувати (тобто час, відведений на обробку інфор­мації в кожному роздільному елементі дальності). Перед появою кожного зондуючого імпульсу передавача лічильник адреси обнуляється, а в момент його випромінювання запускається генератор коротких, рознесених на інтервал часу , синхроімпульсів С.

Синхрогенератор формує N імпульсів згідно з числом оброб­лених елементів дальності (рис. 3.5).

Рис. 3.5. Діаграми формування імпульсів С1–С5

Припустимо, що в будь-який момент часу в простір випромі­нюється зондуючий імпульс ІП. Синхрогенератором виробляється послі­довність синхроімпульсів С.

В момент появи першого синхроімпульсу СD-тригером (рис. 3.3) "защіпується" бінарно-квантований сигнал U_1, який відповідає першому елементу дальності. Одночасно синхрогенератор починає виробляти послідовність імпульсів мікрокоманд С1–С5 (перед приходом ІП ЛА обнуляється). За командою С1 булеве слово, яке складається з n-1 булевих змінних (тобто n-1 бінарно-квантових сигналів, сформованих за n-1 попередніх радіолокаційних тактів), зчитується з ОЗП за адресою, яка зберігається в ЛА (на початку циклу обробки – це нульова адреса, тобто адреса, за якою з ОЗП зчитується інформація, яка відповідає найближчому до РЛС кільцю дальності) і розмішується в розрядах регістра Rg з другого по n-й. Одночасно з цим до першого розряду Rg записується бінарно-квантований сигнал, який зберігається в D-тригері. Таким чином, в регістрі розміщується бінарно-квантована інформація, що відповідає аналізованому (в цьому випадку – нульовому) елементу дальності за n радіолокаційних тактів, у тому числі і поточний. При чому в молодшому розряді регістра утримується сигнал U_і, формований у поточному радіолокаційному такті, а в n - розряді зберігається інформація "найстарішого" радіолокаційного такту. За командою С2 працює СА, яка підраховує число одиниць, що зберігаються в регістрі (тобто формується перевірна статистика Z за даними "ковзного вікна"), і порівнює її з порогом рішення . У випадку, якщо , приймається рішення про наявність цілі, в іншому випадку – про її відсутність. За командою СЗ відбувається зсув інформації в регістрі. При цьому "найстаріший" сигнал, що відповідає останньому з n – радіолокаційних тактів, втрачається. За командою С4 інформація з другого розряду регістра по n-й переписується в ОЗП за адресою, яка утримується ЛА. При зчитуванні цього слова з ОЗП в черговому радіолокаційному такті воно буде розміщено в розрядах регістра з другого по n-й. Отже, слово мовби рухається на один розряд вправо. Такий обмін інформацією між Rg і ОЗП і забезпечує режим "ковзного вікна". За командою С5 зміст ЛА збільшується на одиницю, що забезпечує підготовку до обробки інформації з наступного (старшого по відношенню до обробленого) елемента дальності. Обробка інформації наступного елемента дальності починається з моменту приходу синхроімпульсу С, яким в D-тригері фіксується бінарно-квантований сигнал, що відповідає цьому елементу дальності, а синхрогенератором виробляється послідовність мікрокоманд С1–С5, під керуванням яких відбувається описана процедура обробки інформації. Після обробки інформації в останньому N-му елементі дальності ЛА-обнуляється, а з надходженням наступного ІП процедура обробки послідовно по елементам дальності повторюється відповідно до приведеного алгоритму.

Найпростішим у класі непараметричних є так званий знаковий алгоритм виявлення, який формує перевірну статистику:

де: l(t) – одинична функція, яка дорівнює одиниці, при t>0 і нулю при t<0; та – відлік процесу на виході детектора відповідно в "сигнальному" і в "шумовому" елементах дальності, взятих у і–му радіолокаційному такті.

Якщо ціль у цих елементах дальності відсутня, то відліки і статистично незалежні і розподілені однаково, через що в кожному розряді регістра накопичувача "ковзного вікна" буде знаходитися одиниця з імовірністю 1/2, яка не залежить від потужності (в загальному випадку від розподілу або параметрів) завади. Цим і пояснюється інваріантність імовірності хибної тривоги, яка забезпечується непараметричним знаковим виявлювачем. При появі в сигнальному елементі дальності радіолокаційного об'єкта відліки статистично збільшуються у порівнянні з шумовими відліками , що спричиняє збільшення імовірності появи одиниць у розрядах регістра-накопичувача і відповідне збільшення імовірності виявлення цілі.

Структурна схема знакового виявлювача повністю відповідає схемі, зображеній на рис. 3.3, за винятком того, що замість фіксованого порога квантування , до інверсного входу компаратора підводиться затриманий на час вхідний процес y(t), тобто процес, відповідний черговому елементу дальності (рис. 3.6).

В усьому іншому принцип дії (і структура команд) знакового виявлювача збігається з описаним виявлювачем бінарно-квантованих сигналів.

Частота проходження синхроімпульсів fс=1/ _с=1,538 МГц, з урахуванням п'яти мікрокоманд С1–С5: _с1-с5 = _с/6 = 0,108 мкс. Син­хроімпульси С можна отримати з імпульсів _{с1 – с5}, виділяючи кожний шостий імпульс: f_с1-с5 = 1/ _с1-с5 = 9,259 МГц. Таким чином, за допомогою автогенератора прямокутних імпульсів з частотою 9,259 МГц можна отримати імпульси мікрокоманд С1–С5, а виділивши кожний шостий, отримати і синхроімпульс С. В якості компаратора можна використати ІC 597СА2 (рис. 3.7).

На вивід "строб" подається стробуючий імпульс, який пере­риває роботу компаратора на час роботи передавача РЛС. Цей компаратор має вихідний рівень ТТЛ. Час переключення 12 нc, Un⁺ = 5B, Un^- = - 6B.

Як регістр Rg можна застосувати IС К155ІР13 – універсальний восьмирозрядний синхронний регістр зсуву з тактовою частотою до 25 МГц. В розглянутому прикладі при обсязі вибірки N=16 для забезпечення зберігання 16 біт інформації використовуються три корпуси 1C К155ІР13 (рис. 3.8).

Працює схема регістра-накопичувача за командами С1–С5 у відповідності з раніше викладеним принципом. Ємність ОЗП визначається за знайденим числом елементів дальності N=851 і обсягом пам'яті ОЗП за кожним елементом (в ОЗП постійно зберігаються 15 біт інформації, тому що молодший біт надходить з тригера). Тоді ємність ОЗП М = Мозп = 12765 біт. Для реалізації ОЗП застосовується ІC К155РУ5. Чотири корпуси ІС утворюють лінійку ємністю 1024 біт, яка обслуговує 851 елемент розподілу за дальністю.

Рис. 3.8. Схема регістра-накопичувача

П'ятнадцять таких лінійок забезпечують необхідну вибірку із 16 періодів (перший період поточний). Всього потрібно 60 корпусів ІC К155РУ5. Робота ОЗП організована таким чином. При аналізі першого інтервалу-роздільного елемента дальності запитуються перші комірки 15 лінійок. Після аналізу записується оновлена інформація в ці самі комірки. Далі запитуються другі комірки 15 лінійок (при аналізі другого роздільного елемента дальності) і так до 851. Для організації ОЗП можна застосувати ІC інших серій, наприклад, 541, 565 та інших, що дозволить значно зменшити енергоспоживання і покращити конструкторсько-технологічні показники. В якості ЛА можна застосувати ІC К155ІЕ7. Для адресації 851 елемента в 15 лінійок ОЗП використовуємо три чотирирозрядні послідовно ввімкнені лічильники (рис. 3.9), виходи яких паралельно з'єднані з дешифратором адреси кожної з 15 лінійок. Максимальна тактова частота лічильника 25 МГц. Одна з можливих схем побудови обчислювача

Рис. 3.9. Схема організації ЛА

перевірної статистики Z з об'ємом вибірки n = 15 зображена на рис. 3.10. Як складові елементи схеми використовуються ІC К155ТМ2 (дворозрядний суматор) і К155ТМЗ (чотирирозрядний суматор) і схема порівняння чотирирозрядних чисел К555СП1. Для синхронізації схеми аналізу виходи відповідних розрядів регістра підключаються через буферні елементи, які відкриваються мікрокомандами С2. Це забезпечують три корпуси ІC К155ЛПІІ (шість повторювачів із роздільним керуванням).

Рис. 3.10. Побудова схеми аналізу; Е – вхід позики суматора

Ці мікросхеми забезпечують потрібну швидкодію. Перевірна статистика чотирирозрядною шиною підводиться до входу А цифрового компаратора, на другий вхід В якого подається цифровий код порога рішення U_p. Відклик компаратора У приймає значення "1", при Z>U_P, в іншому випадку – "0". Приклади розробки схем цифрових виявлювачів бінарно-квантованих сигналів наводяться у літературі [17], [18].