Адаптивная пространственная фильтрация активных помех

Отсутствие априорной информации о местоположении, количестве и спектральных характеристиках активных помех, а также изменчивость уровней и структуры поля этих помех затрудняют использование для помехозащиты в декаметровом диапазоне волн устройств пространственной фильтрации с постоянными парамет­рами. В этих условиях весьма эффективной может ока­заться адаптивная обработка, позволяющая в зависимости от по­меховой обстановки изменять форму ДН приемной антенны, а при необходимости и параметры системы временной обработки.

В последнее время в РЛС декаметрового диапазона находят применение адаптивные приемные антенные решетки.

В приемных антенных решетках адаптивное управление ДН осуществляется регулировкой амплитуд и фаз напряжений сигна­ла и помехи , снимаемых с выходов отдельных элементов (или групп элементов) решетки, что эквивалентно умножению этих напряжений на соответствующие комплексные весовые коэффициенты . В простейшем случае – приеме узкополосных сигналов (т.е. таких, у которых произведе­ние полосы П на максимальную, разность запаздываний до различ­ных точек антенной системы значительно меньше единицы) – адаптивная обработка заключается в весовом суммировании смеси (рис. 9.5),

Рис. 9.5. Структурная схема адаптивной обработки сигналов

т.е.

где знак *Т означает комплексную сопряженность

При условии, что число каналов приема превышает число источников, соответствующим выбором весовых коэффициентов можно осуществить когерентное межэлементное накопление полез­ного сигнала, приходящего с определенного направления, и ком­пенсацию помех, приходящих с других направлений. При этом формируется ДН приемной антенны, у которой главный луч уста­новлен в направлении прихода полезного сигнала, а в направле­ниях прихода помех образуются нули ДН.

Роль межэлементного накопления тем выше, чем меньше раз­личаются между собой амплитуды сигналов , принимаемых от­дельными элементами. Если сигнал принимается в основном одной остронаправленной антенной, а остальные элементы представляют собой слабонаправленные антенны, предназначенные для приема помех, межэлементное накопление существенной роли не играет.

Если условие не выполняется, то амплитудно-фазо­вые соотношения между ЭДС, наводимыми в отдельных элементах решетки, оказываются различными для разных составляющих частотного спектра сигнала (помехи). Для обеспечения эффектив­ной весовой обработки всех составляющих спектра в цепи каждого элемента включают линии задержки с отводами. Снимаемые с них напряжения суммируются с учетом весовых коэффициентов.

Весовые коэффициенты, оптимизирующие систему в соответствии с заданным критерием качества, формируются с помощью про­цессора или аналоговых устройств с корреляционной обратной связью по определенным алгоритмам.

Применение адаптивных антенных систем (ААС) в декаметровом диапазоне имеет ряд существенных особенностей, которые в первую очередь связаны со структурой поля помех. В декаметро­вом диапазоне структура поля помех имеет, как правило, флукту­ирующий характер, что обусловлено такими особенностями их распространения, как многолучевость и рассеяние на неоднородностях ионосферы. Вследствие этого амплитудно-фазовые соотноше­ния между напряжениями в отдельных антеннах ААС не остаются постоянными и подвержены флуктуациям (быстрым и мед­ленным).

В декаметровом диапазоне интервал автокорреляции быстрых флуктуации составляет обычно от долей секунд до нескольких секунд. В этих условиях считают необходимым, чтобы в ААС время установления оптимальных весовых коэффициентов, обеспечивающих эффективное подавление помех (т. е. время адаптации), было значительно меньше 1.

Быстрые флуктуации структуры поля помех обусловливают необходимость повышения требований к быстродействию системы адаптации при работе в декаметровом диапазоне волн. Эти тре­бования считают, однако, сравнительно невысокими и вполне реа­лизуемыми, особенно учитывая, что узкополосный характер дей­ствующих в декаметровом диапазоне сигналов и помех создает благоприятные условия для использования в системах адаптации этого диапазона цифровых методов обработки.

Таким образом, применение адаптивной пространственной фильтрации активных помех в декаметровом диапазоне вполне ре­ализуемо при использовании не только аналоговых, но и цифро­вых методов обработки информации. В последнем случае рассма­триваемые при обработке величины (помехи, сигналы, веса) яв­ляются функциями дискретного времени.

Основные принципы адаптивной пространственной фильтрации рассмотрим на примере адаптивных антенных систем с корреляционными обратными связями (ААС с КОС), использующих гра­диентные алгоритмы и получивших широкое рас­пространение.

Адаптивные антенные системы с корреляционной обратной связью

Вначале рассмотрим принцип работы ААС с корреляционной обратной связью, в которых операции накопления полезного сиг­нала и компенсации помех разделены. В этих системах в результате когерентного неадаптивного весового суммирования полезного сигнала формируется неуправляемый основной канал приема, обладающий остронаправленной ДН. Кроме того, в k-канальной ААС формируется k-1 слабонаправленных (перекрывающих боковые лепестки) управляемых адаптивно компенсационных каналов с разной амплитудной или фазовой структурой. Напряже­ния компенсационных каналов, суммируясь с напряжением основного канала (с соответствующими весовыми коэффициентами), осуществляют автоматическую когерентную компенсацию прини­маемых по боковым лепесткам основной антенны колебаний поме­хи, что равносильно формированию у системы результирующей ДН с провалами в направлениях на источники помех. На рис. 9.6 показан примерный вид результирующих ДН ААС.

Рис. 9.6. Примерный вид диа­граммы направленности ААС в отсутствие помех (кривая 1)и при воздействии помех, располо­женных под углами

(кри­вая 2)

Рис.9.7. Структурная схема простейшего устройства ком­пенсации

Напряжения, управляющие весовыми коэффициентами компен­сационных каналов, формируются под действием корреляционной обратной связи с выхода на вход устройства обработки. Эту об­ратную связь называют корреляционной, так как управляющие на­пряжения формируются с помощью корреляторов, на входы кото­рых подаются выходное напряжение и компенсационные напря­жения. Простейшее одноканальное устройство компенсации изображения на рис.9.7.

Как видно из вышеизложенного, рассматриваемые системы представляют собой совокупность основной и компенсационных ан­тенн, а также устройства когерентной автокомпенсации помех с корреляционной обратной связью (корреляционный автокомпен­сатор).

Рассмотрим возможности создания устройств, обеспечивающих автоматическую компенсацию помех независимо от амплитудно-фазовых соотношений их напряжений на входах каналов автоком­пенсатора. Одним из простейших устройств такого типа является одноканальный квадратурный автокомпенсатор (рис. 9.8). В этом устройстве компенсационный канал состоит из двух ква­дратурных подканалов. В-каждом подканале имеются усилитель с управляемыми коэффициентом передачи УУ и коррелятор (соче­тание умножителя и интегратора), выходное напряжение которого регулирует коэффициент усиления. С помощью фазовращателя (ФВ) достигается фазовый сдвиг 90° между напряжениями в ква­дратурных подканалах.

Для большей наглядности рассмотрение принципа работы ав­токомпенсатора начнем с простейшего случая, когда и представляют собой гармонические напряжения одной частоты, отличающиеся друг от друга амплитудами и фазами. Векторная диаграмма напряжений в автокомпенсаторе для этого слу­чая изображена на рис. 9.9. Вектор может быть представлен в виде суммы двух составляющих: одной , совпадающей по фазе с (либо противофазной), и другой квадратурной ей. Для полной компенсации помехи достаточно порознь ском­пенсировать каждую из этих составляющих. Последнее осуществ­ляется с помощью соответст­вующих квадратурных подка­налов, на выходах которых в установившемся режиме и при полной корреляции формиру­ются компенсирующие напря­жения:

. (9.14)

Рис. 9.8. Структурная схема одноканального квадратурного автокомпенса­тора

(УУ— усилитель с управляемым коэффициентом передачи)

Рис. 9.9. Векторная диа­грамма напряжений в ав­токомпенсаторе

Соответственно результирующий вектор суммарного напряжения компенсационных подканалов оказывается равным и противофазным поступающему на вход сумматора напряжению .

При использовании сигналов большой длительности время адаптации необходимо выбирать небольшим. При этом возникает необходимость принимать спе­циальные меры по защите главного лепестка ДН. Для этого могут быть использованы вре­менные, частотные и пространственные различия сигнала и помех, а также алгоритмические методы.

При использовании временных различий весовые коэффици­енты (например, и ) могут формироваться путем временного стробирования помех в моменты отсутствия приема отражен­ных от цели импульсов. Полученные весовые коэффициенты «замо­раживаются», т. е. сохраняются на определенное заданное время (например, на период зондирования).

Использование частотных различий возможно в тех случаях, когда помеха имеет составляющие частотного спектра, не перекры­вающиеся спектром полезного сигнала. Эти составляющие (с по­мощью соответствующих частотных фильтров) могут быть выделе­ны и использованы для управления цепями адаптации. В этом слу­чае, как и при использовании временных различий, обеспечивается формирование близких к оптимальным весовых коэффициентов и в основном устраняется неполная компенсация помех. Однако не устраняется возможность изменения (уменьшения либо увеличения в зависимости от фазовых соотношений между U_С0 и U_CK) ампли­туды сигнала за счет его составляющей, проникающей из компен­сационного канала.

К этим методам относятся: предварительная пространственная фильтрация, предотвращающая прием полезного сигнала компен­сационными антеннами; применение пилот-сигнала; ограничения при формировании весовых коэффициентов, исключающие возмож­ность искажений главного максимума ДН.

Кратко рассмотрим некоторые варианты устройств, реализую­щих первые два метода, причем в первую очередь остановимся на системе с использованием сравнительно слабонаправленных ком­пенсационных антенн, ДН которых обладают провалом в направ­лении главного лепестка антенны основного канала. В варианте, структурная схема которого изображена на рис.9.10, с выходов управляемых фазовращателей, осуществляющих сканирование главного луча, снимаются напряжения, формирующие ДН основ­ной и компенсационной антенн. Первую ДН получают весовым суммированием соседних элементарных напряжений остальные - поэлементным вычитанием элементарных напряжений. Диаграммы направленности в компенсационных антеннах имеют провалы в направлении главного луча ДН основной антенны. Возможны раз­личные сочетания отдельных разностных ДН, обеспечивающие по­лучение нескольких (от одной до п—1) ДН, обладающих требуе­мыми (по направлению и конфигурации) провалами.

На рис. 9.11 показан вариант антенной системы , в котором с помощью лучеобразующей матрицы и n-элементной антенной решетки формируется до п ортогональных ДН (лучей). В зави­симости от направления прихода полезного сигнала любая из этих ДН может быть основной, а остальные — компенсационными. При этом благодаря ортогональности ДН с направления, соответству­ющего максимуму любого луча, отсутствует прием для всех осталь­ных лучей. Тем самым исключается прием полезного сигнала ком­пенсационными антеннами.

Рис. 9.10. Структурная схема адаптивной антенной системы

с использованием компенсационных антенн

Рис. 9.11. Структурная схема адаптивной антенной системы,

в которой формируется п ортогональных ДН (лучей)

Методы подавления узкополосных помех

Основными методами, используемыми в радиосистемах для по­давления узкополосных помех, являются адаптивная фильтрация и использование адаптивных режекторных фильтров.

Адаптивная фильтрация предусматривает «обучение» по помехе и последующий прием сигнала с использованием результатов из­мерений.

В простейшем варианте такой фильтрации производится режекция отдельных участков спектра сигнала, перекрываемых помехой. Реализующие этот метод устройства обеспечивают высо­кую устойчивость по отношению к узкополосным помехам.

Близкая к оптимальной адаптивная фильтрация сосредоточен­ных по спектру помех может быть реализована следующим об­разом:

получением информации о спектральной структуре помехи по обучающим выборкам, снятым предпочтительно в условиях отсут­ствия полезного сигнала (что не столь существенно при значи­тельном превышении уровня помех над сигналом);

адаптивной оптимизацией (на основе полученной информации) параметров элементов обработки (например, цифрового фильтра).

При этом время адаптации должно быть существенно меньше пе­риода изменений параметров помехи.

Адаптивные режекторные фильтры для ослабления узкополосных (периодических) помех построены на базе корреляционных автокомпенсаторов. В этих фильтрах (рис. 9.12) часть широко­полосного сигнала (ШПС) и узкополосной помехи, поступающих на основной вход (1) автокомпенсатора, ответвляется через ЛЗ в компенсационный вход (2). Время задержки ∆τ выбирается так, чтобы широкополосные сигнальные составляющие на основном и компенсационном входах были некоррелированны между собой, и поэтому они компенсироваться не будут. Вместе с тем время ∆τ должно быть значительно меньше интервала автокорреляции уз­кополосной помехи. Благодаря этому сохраняется сильная корре­ляция напряжений помехи на входах коррелятора автокомпенсато­ра и помеха будет эффективно компенсироваться.

Рис. 9.12. Структурная схема адап­тивного режекторного фильтра

Рис.9.13. Выигрыш в от­ношении сигнал-помеха

в зависимости от отно­шения полос помехи и сигнала П_п/П_с

Эффективность подавления помехи с помощью адаптивного ре­жекторного фильтра (РФ) зависит от отношения полос помехи П_п и сигнала П_с. На рис. 9.13 приведена полученная расчетным путем кривая зависимости величины , характеризующей улучшение отношения сигнал-помеха на выходе фильтра по сравнению с ана­логичным отношением на его входе, от отношения П_п/П_с. При этом предполагалось, что узкополосная помеха обладает спектром с гауссовской огибающей, спектр сигнала в пределах полосы приемного тракта равномерен и .

Полученные результаты расчета свидетельствуют о резком снижении эффективности подавления узкополосных помех по мере расширения их полосы. Другим существенным недостатком рас­сматриваемого адаптивного фильтра является раздвоение импульс­ного сигнала на выходе фильтра, обусловленное тем, что выходные составляющие полезного сигнала, поступающие из основного и компенсационного каналов, смещены во времени на интервал ∆τ. Определенное повышение эффективности фильтрации может быть достигнуто путем уменьшения задержки ∆τ. Однако при начинает существенно проявляться зависимость выходного уровня сигнала от местоположения спектра помехи в полосе тракта и ухудшается разрешение по дальности вследствие эффекта раз­двоения сигнала.

Влияние структуры зондирующего сигнала на помехозащищенность и точностные характеристики радиолокатора

Как известно из общей теории радиолокации точ­ностные характеристики и защищенность РЛС от воздействия актив­ных и пассивных помех в значительной мере зависят от структуры зондирующих сигналов.

При оценке возможностей измерения дальности и скорости цели в случае использования сигналов с той или иной частотно-временной структурой широко используется понятие о двумерной автокорреляционной функции. Последняя определяет выход корре­ляционной схемы оптимальной обработки, когда на нее поступает сигнал, параметры которого - время запаздывания и частота - отличаются от ожидаемых на величину τ и F соответственно.

Нормированная двумерная корреляционная функция сигнала с комплексной амплитудой в случае исполь­зования в приемном устройстве согласованных фильтраций будет иметь вид:

.

По форме функции неопределенности можно для заданной ра­диолокационной обстановки оценить возможности различных сиг­налов в отношении точности и разрешающей способности при из­мерении дальности (по величине τ) и скорости (по величине F). При этом оптимальность выбранного сигнала определяют степенью согласования его характеристик с условиями, задаваемыми целями и источниками помех. Нежелательно применять сигналы, у ко­торых функция неопределенности обладает в рабочем диапазоне задержек и доплеровских смещений частоты боковыми лепестками высокого уровня. Последние обусловливают возможность возник­новения интенсивных взаимных помех от различных целей. На фоне этих помех в широком диапазоне дальностей затрудняется выделение слабых сигналов от других целей, что особенно замет­но снижает помехозащищенность при плотном потоке целей. Сни­жается также защищенность от пассивных помех за счет приема составляющих этих помех, приходящих с соседних импульсных объемов. Последнее обстоятельство весьма существенно для загоризонтной радиолокации, где уровень пассивных помех высок в широком диапазоне дальностей.

С учетом изложенного приемлемой при наличии интенсивных распределенных в широкой пространственной области пассивных помех является структура зондирующего сигнала в виде коротко­го радиоимпульса с гауссовской огибающей. Такой сигнал обладает сравнительно высокой разрешающей способностью по дальности и низким монотонно убывающим с увеличением τ уров­нем боковых лепестков. Поэтому первые зарубежные ЗГ РЛС ра­ботали с короткими зондирующими импульсами (примерно 100 мкс у РЛС «Мадре»). Однако для обнаружения загоризонтных целей и оценки их параметров в условиях воздействия внешних активных помех и собственных шумов должна быть обе­спечена значительная энергия излучения. Последнее требует при малых длительностях импульсов весьма высокой импульсной мощ­ности, что связано с серьезными техническими трудностями. В та­ких условиях оказывается необходимым идти по пути увеличения длительности импульсов. Для обеспечения при этом высокой разрешающей способности по дальности необходимо использовать внутриимпульсную модуляцию, чаще всего фазовую модуляцию (ФМ) либо линейную частотную модуляцию (ЛЧМ), что приводит к расширению спектра сигнала. При этом произведение ширины спектра сигнала ∆f на его длительность Т (база сигнала Б_с) оказывается значительно больше единицы. Длительность таких сложных эхо-сигналов после их обработки в устройствах временного сжатия может быть уменьшена в Б_с раз, т. е. до значения, обратного ∆f .

При фазовой модуляции в некоторых случаях используют­ся коды Баркера, для которых число элементарных дискретов N в импульсе соответствует условию N≤13. В случае использования кодов Баркера при нулевой доплеровской частоте ( = 0) почти вся энергия сигнала сосредоточена в пределах основного излуче­ния; побочное излучение, характеризуемое боковыми лепестками функции неопределенности, имеет малое значение. Так, при N = 13 амплитуды боковых лепестков будут примерно равны 1/N = 0,07. При расстройке по частоте ( ≠0) амплитуда боковых лепестков возрастает. Применяется также фазокодовая модуляция с исполь­зованием M-последовательности в этом случае средний уро­вень амплитуды боковых лепестков . Вместе с тем наблюдаются выбросы, достигающие значения .

Применение сигналов ФМ эффективно при больших значе­ниях произведения ширины их спектра на длительность. Генера­ция и обработка таких сигналов не представляют существенных трудностей, особенно в случае использования М -последовательностей. Однако на максимально до­пустимые значения ширины спектра зондирующего импульса РЛС декартового диапазона ограничения налагают дисперсионные (в первую очередь фазовые) искажения, возникающие при распространении радиоволн в ионосфере. Они приводят к ухудшению разрешающей способности и точности определения координат, так и к уменьшению отношения сигнал-помеха, т. е. к снижению поме­хозащищенности РЛС. Это затрудняет использование в радиолока­торах декаметрового диапазона ФМ сигналов с большой базой.

В случае применения ЛЧМ сигналов обеспечивается монотон­ное убывание уровня боковых лепестков по дальности и отсутствие, выбросов. При этом, как известно из теоретических основ радио­локации, значительного (30...40 дБ) снижения уровня боковых лепестков функции неопределенности можно достигнуть путем ве­совой обработки сигнала. Последняя может быть осуществлена частотным методом за счет использования фильтров с АЧХ, спа­дающей к краям спектра сигнала, либо временным методом путем коррекции закона изменения частоты или формы огибающей им­пульса. Так, в случае использования корректирующего частот­ного фильтра Хэмминга с характеристикой, аппроксимируемой вы­ражением , уровень максимального бокового лепестка относительно основного не превышает 42,8 дБ. При этом несколько (в 1,5 раза) расширяется основной лепесток, что приводит к незначительным (около 1,5 дБ) потерям в отноше­нии сигнал-шум.

При рассогласовании ЛЧМ радиоимпульсов по частоте возни­кает временное смещение сжатых радиоимпульсов. Для устране­ния этого смещения приходится усложнять обработку принимае­мых сигналов.

Практически «чистую» область вокруг центрального пика функ­ции неопределенности можно получить, применив периодически повторяющиеся когерентные произвольные по своей частотно-вре­менной структуре импульсы, ширина спектра которых значительно больше частоты повторения импульсов. Сигналы такого класса обеспечивают хорошее разрешение в условиях множествен­ных целей большой плотности. Однако им свойственна неоднозначность при измерениях координат. В ряде случаев для ее устране­ния может потребоваться одновременное использование двух или более таких импульсных последовательностей с отличающимися

частотами повторения.

Таким образом, структура зондирующего сигнала существенно влияет на целый ряд важных характеристик РЛС, а также на ее помехозащищенность; выбор конкретного вида сигнала опреде­ляется назначением РЛС и предъявляемыми к ней требованиями.